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100W以下の中出力向け！定番電源「フライバック・コンバータ」の設計

パワー・トランジスタのON/OFF動作と電圧・電流の変化


フライバック方式を採用したUSB電源回路を設計し，MOSFET内蔵のLT1172を使用して3～28Vの出力を実現するための詳細な仕様と動作原理を解説する　〈著：並木精司〉　出典：5V入力/3～28V可変/3W：プロトタイピング用ミニ電源モジュールの製作画像クリックで動画を見る．または記事を読む

フライバック・コンバータの基本設計と動作原理

本記事では，100W以下の中出力向け電源として定番のフライバック・コンバータの設計について解説します．出力電圧は3ー24Vの広い範囲で安定動作を実現するため，フライバック方式を採用しました．制御ICにはMOSFET内蔵のワンチップ電源IC LT1172CN8を使用し，小型で効率的なDC-DC変換を実現しています．

フライバック方式はトランスの1次側にスイッチング素子を配置し，オン時間にインダクタンスに電流を蓄え，オフ時間に逆起電圧によって蓄積したエネルギを2次側に放出する構造です．インダクタンスに流れる電流はスイッチON中に直線的に増加し，飽和しない範囲では入力電圧$V_{in}$と時間$t$，インダクタンス$L$の関係で$\Delta I = \frac{V_{in} \times t}{L}$で表されます．蓄積されたエネルギ$E$は$\frac{1}{2} L （\Delta I）^2$で計算できます．

スイッチOFF時，インダクタは流れていた電流を維持しようと逆起電圧$V_f$を発生させます．この逆起電圧は非常に高くなり，無制御の場合は火花放電を起こしてしまいます．フライバック・コンバータではこの逆起電圧を整流ダイオードとキャパシタを用いた放出回路で制御し，エネルギを平滑化して出力電圧として利用しています．

設計上の電圧・電流制約と巻き線比の決定

制御IC LT1172の内蔵トランジスタの耐圧は65Vです．スイッチにかかる電圧$V_{DS}$は入力電圧$V_{in}$，フライバック電圧$V_f$，およびサージ電圧$V_{surge}$の合計で表されます．設計時には安全マージンを考慮し，耐圧の80％を上限としたうえで，$V_f$の上限を15Vに設定しました．

サージ電圧は漏れインダクタンスによって生じ，約10Vと仮定しています．最大出力電圧28Vを目標に巻き線比$n = \frac{N_S}{N_P}$は0.5と設定しました．この巻き線比によりフライバック電圧は約14.25Vとなり，スイッチング周期10μs中のON時間$T_{on}$は約7.6μs，OFF時間$T_{off}$は約2.4μsと計算されます．

入力電圧最低値4.5Vでの平均入力電流$I_{inave}$は約0.888Aと推定されます．ON時間のデューティ比$D_{on}$は0.76であり，内蔵トランジスタに流れる電流のピーク値$I_{sw}$は約1.17Aと算出されます．この値は制御ICの過電流リミッタの範囲内に収まっています．

動作モードの選択と効率面の考慮

フライバック・コンバータの動作モードには不連続モード（DCM），連続モード（CCM），臨界モード（QRM）があります．制御IC LT1172は固定スイッチング周波数100kHzのため臨界モードは利用できません．不連続モードではピーク電流が大きくなり損失が増加するため，最大出力3Wを目指す本設計には適しません．

連続モードでは1次巻き線の電流が途切れず流れ，トランスのエネルギ利用効率が高く，スイッチング素子の負担も軽減されます．損失を考慮した全体の電力変換効率は約75％と仮定し，設計初期の計算に用いています．必要に応じて効率の補正を繰り返し，より正確な設計値を導き出すことが可能です．

以上の設計指針に基づき，フライバック・コンバータの主要部品選定，巻き線比やスイッチング・タイミングを最適化することで，安定した中出力USB電源の実現を目指しています．

〈ZEPマガジン〉

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